アンチログ（電圧→電流変換）回路 その２

前回シミュレーションした回路をブレッドボードで実験しました。

信号源はPCM5102Aファンクションジェネレータ+4次バターワースLPFで、1Vp-pのノコギリ波を出力しました。

NPN+PNP

回路図

ブレッドボード配線図

シミュレーション

実験 

VREFは10kΩのトリマでVCCを分圧して作りました。

VCC 8.97V
VREF 4.956V

Q1 2SA1015GR B=289 Vf=666mV
Q2 2SC1815GR B=347 Vf=694mV

RL=10kΩ

ch1:IN ch2:OUT

RL=100kΩ

ch1:IN ch2:OUT

NPN+OPAMP(Analog2.0)

回路図

ブレッドボード配線図

シミュレーション

実験

VCC +8.97V
VEE -8.99V

Q1 2SC1815GR B=379 Vf=692mV
Q2 2SC1815GR B=276 Vf=700mV
U1 NJM4580D
U2 NJM4580DD

RL=10kΩ

ch1:IN ch2:OUT

RL=47kΩ

ch1:IN ch2:OUT

NPN+OPAMP(og3)

回路図

ブレッドボード配線図

シミュレーション

実験

Q1 2SC1815GR B=417 Vf=693mV
Q2 2SC1815GR B=378 Vf=688mV
U1,U2 NJM4580DD

RL=1kΩ

ch1:IN ch2:OUT

RL=4.7kΩ

ch1:IN ch2:OUT

Github:
https://github.com/ryood/Antilog

アンチログ（電圧→電流変換）回路

ラダー・フィルターの実験の下準備です。

アンチログとは指数関数(exp)で、入力された電圧に指数カーブをつけて電流に変換するものです。

ラダー・フィルターはトランジスタ/ダイオード・ラダーを引っ張る電流の値でカットオフ周波数が変化しますが、制御電圧を電流に変換する際に音階と同じように6dB/Octにする目的で使います。

VCOではなくVCFなのでそれほど厳密でなくてもいいのですが、一通り実験しておきたいと思います。

以下の資料/サイトをおもに参考にしました。

「達人と作る アナログシンセサイザー自作入門 4-4 電圧制御増幅器(VCO)」
「Analog2.0」
「SF BAY MUSIC TECH アンチログ回路勉強中」

アナログ・シンセについて検索すると「達人と作る…」の岩上直樹さんのサイトにあたることが多いです。理論的なことは上記資料が参考になると思います。←細かいところはちゃんと読んでいないですが（＾ｑ＾；

「トランジスタ技術2015年8月号 特集 音×アナログ！楽器エフェクタ製作集 第4章」
「Moog Ladder Filter (og3) 」

NPN+PNP

MiniMoogのVCFなどに使われている回路です。

シミュレーション回路図

R3に流れる電流が出力電流です。実験では電流は測定しにくいので、電圧を測定するつもりでRLの値を変えてシミュレーションしました。

過渡解析（電流）

-0.5V~0.5Vのノコギリ波を入力して、R3に流れる電流をシミュレーションしました。

下のペインが入力、真ん中のペインがR3に流れる電流、上のペインは縦軸を対数軸にしたものです。R3が100kΩのとき（赤色のグラフ）は出力がクリップしてしまいますが、1kΩ、10kΩのときはともに同じ電流が流れています。また縦軸が対数軸の時は直線的なので出力はほぼ指数カーブがついていると言えます。

過渡解析（電圧）

V(out)はOUTのポイントの電位です。I(R3)はVCCからOUTに向かって流れるので電流に対して反転した波形になっています。

NPN+OPAMP(Analog2.0)

Analog2.0などで使われている回路です。

シミュレーション回路図

電圧→電流変換部への入力は反転波形である必要があるのでU1あたりの1倍反転増幅回路で波形を反転させています。

過渡解析（電流）

-0.5V~0.5Vのノコギリ波を入力して、R2に流れる電流をシミュレーションしました。

下のペインが入力、真ん中のペインがR2に流れる電流、上は縦軸を対数軸にしたものです。R2が47kΩのとき（赤色のグラフ）は出力がクリップしてしまいますが、4.7kΩ、10kΩのときはともに同じ電流が流れています。また縦軸が対数軸の時は直線的なので出力はほぼ指数カーブがついていると言えます。

過渡解析（電圧）

R2が47kΩ（赤色のグラフ）のとき下側がクリップしますが、-0.6Vあたりでクリップするようです。

NPN+OPAMP(og3)

シミュレーション回路図

U2あたりの回路をQ2側につけ、Q1のコレクタ電流を出力とすると入力を反転させる必要がないようです。

過渡解析（電流）

-0.5V~0.5Vのノコギリ波を入力して、R1に流れる電流をシミュレーションしました。

下のペインが入力、真ん中のペインがR1に流れる電流、上は縦軸を対数軸にしたものです。R1が10kΩのとき（赤色のグラフ）は出力がクリップしてしまいますが、1kΩ、4.7kΩのときはともに同じ電流が流れています。また縦軸が対数軸の時は直線的ですが少し上側にふっくらしているので指数カーブがゆるい感じがします。6dB/octの変換が重要なVCOの場合は問題になるかもしれません。

また、この定数だと出力電流が0mAからではないのでVCFに使う場合はもう少し考える必要がありそうです。←カットオフ周波数の下限が制限される。

過渡解析（電圧）

こちらも-0.6Vあたりでクリップするようです。

Dual OTA VCA 1chのみでテスト

OPAMP+PNP TrのV→I変換のテストが少し変だったので、もう一度、自作の可変電流源ユニットをNJM13600につないで実験してみた。

可変電流源ユニットでテスト

Nucleo F446の内蔵DACからノコギリ波を出力し、10kΩの負荷抵抗をつないで出力レベルを調整。

mbed Repository:
https://developer.mbed.org/users/ryood/code/Nucleo_AnalogOut_SawWave/

ch2:可変電流源ユニットの出力電圧

776.0mVp-p / 10kΩ = 77.6uAp-p

NJM13600に接続

ブレッドボード図

電源電圧: +5.00V / -4.97V

ch1:Wave入力 ch2:Wave出力

660.0mVp-pのサイン波を入力して、2.060Vp-pの振幅変調された波形が出力されている。

ch1:可変電流源ユニットに入力したエンベロープ波形 ch2:Wave出力

ch1はNucleo F446からの出力で、可変電流源ユニットでレベル調整後、電圧→電流変換している。可変電流源ユニットの出力電流は上の通り77.6uAp-p。

ch1:NJM13600のPin1(AMP BIAS INPUT A)の電位 ch2:Wave出力

NJM13600のAMP BIAS INPUTは電流入力なので電位の波形は歪になっている。

OPAMP＋PNP Trの電圧→電流回路でテスト

回路図

OPAMP＋PNP Trの電圧→電流回路のみで、Nucleo F446の内蔵DACからノコギリ波を出力し、10kΩの負荷抵抗をつないで出力レベルを調整。

ブレッドボード図

負荷をPNP Tr（T1）とGNDの間に入れた場合

ch1:エンベロープの入力電圧 ch2:ブレッドボード図のVOUTの電位

332mVp-p / 10kΩ = 33.2uAp-p

T1のコレクタより、GNDの方が電位が高いので反転した波形になっている。

負荷をPNP Tr（T1）とVEEの間に入れた場合

ch1:エンベロープの入力電圧 ch2:ブレッドボード図のVOUTの電位

GNDから見た電位。下がVEE（約-5V)からの波形になっている。

NJM13600に接続

ブレッドボード図

電源電圧: +5.00V / -4.97V

ch1:Wave入力 ch2:Wave出力

660.0mVp-pのサイン波を入力して、1.940Vp-pの振幅変調された波形が出力されている。

ch1:電圧→電流変換回路に入力したエンベロープ波形 ch2:Wave出力

ch1:レベル調整、LPFフィルタ回路通過後のエンベロープ波形 ch2:Wave出力

電圧→電流変換直前の電圧波形で、888mVp-pになっている。LPFはR8の抵抗値を最小にして効かないようにしている。

ch1:NJM13600のPin1(AMP BIAS INPUT A)の電位 ch2:ch2:Wave出力

エンベロープにLPFを効かせる

ch1:レベル調整、LPFフィルタ回路通過後のエンベロープ波形 ch2:Wave出力

R8の抵抗値を中位にした。振幅変調がなめらかになっている。

メモ：

電源電圧は±3V程度から動作するようだ。

電圧→電流変換の比率をもう少し大きくし（現状だとI=V/10,000)、入力のトリマで減衰させるようにしたほうがいいか？

Dual OTA VCA 電圧→電流変換部のテスト

NJM13600に振幅変調信号を入力するための電圧→電流変換部を実験してみた。

シミュレーション回路図

エンベロープ信号（3.3Vp-pの単電源波形のノコギリ波）を、R4、R5+R6で分圧して入力レベルを調節、C1,R3の1次LPFで波形をなまらせ、U1あたりで電圧電流変換を行っている。

Q1のコレクタが出力で、電位は負電圧になるので、負荷はVEEにつないでいる。（コレクタからVEEに電流が流れる）

U2、U3のボルテージフォロアは、回路を分離するために入れている。Rの値を調整してフォロワーなしでうまいこと出来ないか考えてみたが、レベル調節とLPF、電圧→電流変換の比率の設定が干渉してしまうので、かっこ悪いけどフォロワーで分離した。

過渡解析

入力信号V(in)は4Hzのノコギリ波で、120BPMの8分音符の長さ。I(Rl)は出力電流。V(lpf)はレベル調節とLPFを通過後、電圧→電流変換前の電圧値。

電圧→電流変換の比率は、R1とR2で（ほぼ）決まり、1/10000(1V→100uA)の比率になる。

ブレッドボード配線

入力信号はNucleo F446でノコギリ波を出力して使っている。負荷として1kΩのRを入れているので、I(Rl)=V(Rl)/1000となる。（1Vで1mA）

mbed Repository:
https://developer.mbed.org/users/ryood/code/Nucleo_AnalogOut_SawWave/

測定波形

電源電圧: +4.97V / -5.00V

出力：LPFオフ、Level最大

ch1:入力 ch2:V(Rl)

LPFがオフになるようにRfcを0Ω側にして測定。入力レベルを最大にすると出力波形が頭打ちになる。

出力：LPFオフ、Level歪まない程度

ch1:入力 ch2:V(Rl)

LPFオフ。入力を最大にすると出力波形が頭打ちなるので、入力を適当に絞っている。

電圧→電流変換前：LPFオフ、Level最大

ch1:入力 ch2:V(lpf)

10kΩ（固定抵抗）と10kΩ(半固定可変抵抗)の分圧なのでV(lpf)は入力の1/2の電圧値になっている。

電圧→電流変換前はLevelを最大にしても波形は歪んでいない。

電圧→電流変換前：LPFオフ、Level歪まない程度

ch1:入力 ch2:V(lpf)

出力が歪まない程度にLevelを調節すると、電圧→電流変換前は300mVp-p程度。

出力が頭打ちになって歪むのは電圧→電流変換の部分だと思う。

電圧→電流変換の比率を見ると、

I(Rl) = V(Rl)/Rl = 292mVp-p/1kΩ = 292uAp-p
V(lpf) / I(Rl) = 308mVp-p/292uAp-p ≒ 1000

シミュレーションより10倍ぐらい大きい？？何かおかしいか。

出力：LPF最大、Level最大

ch1:入力 ch2:V(Rl)

LPFがよく効くようにRfcを10kΩ側に設定

出力：LPF中間、Level最大

ch1:入力 ch2:V(Rl)

エンベロープ波形を入力

NucleoでKIK01用に作ったAR型のエンベロープを出力して測定してみた。

mbed Repository:
https://developer.mbed.org/users/ryood/code/NucleoF446_EnvelopeGenerator_AR/

LPFオフ

ch1:入力 ch2:V(Rl)

LPF中間

LPF最大

Level最大

入力レベルを最大にしてエンベロープ波形を歪ませてみた。

ch1:入力 ch2:V(Rl)

なんと、ADSRっぽい波形になった。

メモ：

使ったPNP Tr(2SA1015)をAVRトランジスタテスターで測定

B:304
Vf:648mV

シミュレーションと10倍ぐらい違うような気がするが、3.3Vp-pのエンベロープ波形を入れて300uAp-pの電流が出力出来ていると思うので、とりあえず実験続行予定。