Tr回路の実験 2SC1815のスパイスモデルを変更

2SC1815のspice modelはWebに上がっていたものを使っていたようだ。「電子回路シミュレータ PSpice 入門編」の付録のCD-ROMに入っていたモデルに変更したら、実験結果と似たようなシミュレーション結果になった。

たぶん、デバイス名が2SC1815じゃなくてQC1815になってしまうのがイヤで「PSpice 入門編」のものは使わなくなっていたのだ思います（＾ｑ＾；

エミッタ接地+エミッタフォロワのシミュレーション

シミュレーション回路図

<LTSpiceのインストール先>\LTC\LTspiceIV\lib\cmp\standard.bjt

に付録のspice modelを追記。

Q1とQ2のデバイス上で右クリックして出て来るダイアログの[Pick New Transitor]で[QC1815]を選択した。

過渡解析

前回の実験結果とまずまず似たシミュレーション結果になっていると思う。

ベース電位Vb

負荷抵抗RLが68Ωの時のQ1のベース電位Vbが歪むのもこのspice modelだとシミュレーションできている。

AC解析

前回のシミュレーション結果は相当あやしい周波数特性だったが、こちらはこんな感じなんだろうな～と思える特性。

実験結果と同じ縮尺でシミュレーションしてみると

緑の線が負荷抵抗RLが470Ωの場合で2MHzのとき6.5dB弱になっていて実験結果と1dBぐらい違うがまずまずだろう。前のspice modelでのシミュレーションだと-7dBぐらいになっていた。

ステップ応答

実験と同じく100kHz/1Vp-pの矩形波を入力として過渡解析してみた。電位が定常状態になるように

.tran 0 10000us 9980us

として、10ms後からのシミュレーションにした。

シミュレーション回路図

過渡解析

ディティールは異なるが、まずまずシミュレーションできていると思う。

次からはこのspice modelを使っていこうと思います。

Tr回路の実験 エミッタ接地回路

「定本 トランジスタ回路の設計」を読み返して一通り読み終わったが、読んだだけでは身にならないのでLTSpiceでシミュレーションしつつ、ブレッドボードで実際に回路を組んで動作を確認してみようと思います。

本に載っている回路をそのまま実験するのもつまらないので、この間作ったAD9833ファンクションジェネレーターの出力増幅アンプとして使うことを想定しつつやってみようと思います。

AD9833ファンクションジェネレーターの仕様により

入力波形： サイン波、三角波（0.65Vp-pの単電源波形）
電源電圧： +9V（ただし電池電源で安定化していない）

ぐらいを要件とします。

バイアスのかけ方

「定本 トランジスタ回路の設計」のエミッタ接地回路では、抵抗の分圧によってエミッタ接地回路のベースバイアスをかけているが、その他にもいろいろな方法がある。「Electronics Tutorials」や「nteku.com」にいくつか紹介されている。

固定バイアス(Fixed Base Bias)

自己バイアス(Collector Feedback Bias)

など。Feedback（負帰還）は冒頭から説明するとややこしくなるので、第一章では、あえて取り上げられていないのだと思う。

これらのバイアスのかけ方は抵抗の本数が少なくてすむが、Trのβ(hFE)によって回路の増幅率が決まる。例えば2SC1815のhFEはYランクで120以上あり、個体によってもかなりばらつきがある。微小信号や高周波などで限界まで増幅したい場合などは有効かも知れないが、オーディオ信号を増幅するには少々使いにくい。

抵抗分圧でバイアスポイントを決める回路だとhFEによらず抵抗値で増幅率をきめられるのがメリット。

エミッタ接地回路をLTSpiceでシミュレーション

シミュレーション回路図

電源電圧VCCは9Vとした。

Q1はどこかでとってきた2SC1815のパラメータを「<..>/LTC/LTspiceIV/lib/cmp/standard.bjt」に追記して利用している。←多分CQ出版の「電子回路シミュレータPSpice入門編」の付録だと思いますが、検索すればWeb上にもあると思います。

信号源のV1はAD9833のつもりで信号源の出力抵抗Rserを270Ωとした。

「迷走の果て・Tiny Objects」さんの記事によるとAD9833の出力抵抗は260Ω程度となっていて、測定したところやはり260～270Ω程度のようだ。

AD9833から1kHzのサイン波を出力し、無負荷で測定すると628mV(MAX)、270Ωを負荷抵抗とすると316mV(MAX)。

Vbはバイアスポイントで9VのVCCに対し2.6VになるようにR1とR2で分圧している。トランジスタのベース・エミッタ間電圧Vbeで0.6V程度下がるのでVeエミッタ電圧は2V近辺になる。エミッタ電流は1mA流すつもりでR3は2kΩとした。

ここまでは本の通りだが、R4のコレクタ抵抗を決めるのが難しかった。

R4の値は、

• R4/R3で回路の増幅率を決める。
• R4に電流を流して電圧降下させVcの動作点を決める。
• R4は回路の出力インピーダンスになる。

と、回路の特性にいろいろ影響して、あちらを立てればこちらが立たずの状態になってしまう。仕方がないのでLTSpiceのパラメータ解析で妥協できるポイントを探ることにした。

過渡解析

出力

出力波形(V(out))と入力波形(V(in))。

増幅率を上げるためにはR4の値を上げたほうがいいが、5kΩ～7kΩ(2.5倍～3.5倍)でシミュレーションしてみると、6kΩ(3倍)以上では出力波形が歪んでしまう。したがってこの条件だとR4が6kΩのときの約3倍増幅が上限ということになる。

ベース電位

ベース電位(V(vb))と入力波形(V(in))。V(Vb)はV(in)からDC成分を除いた波形がベース・バイアス電圧の約2.5V分正側にシフトされている。

エミッタ電位

エミッタ電位(V(ve))とベース電位(V(vb))。エミッタ電位はベース電位からベース・エミッタ間電圧分の約0.6V分低い波形になっている。

コレクタ電位

エミッタ電位(V(ve))とコレクタ電位(V(vc))。これを見るとR4コレクタ抵抗の抵抗値を上げると振幅が制限される理由がわかると思う。R4にたくさん電流が流れて電圧降下した結果、Vc（コレクタ電位）を下げようと働いても、Ve（エミッタ電位）が約2Vあるのでこれ以上は下げられなくなる。

ということは、R4コレクタ抵抗の抵抗値を上げて増幅率を稼ごうとしてもそれができなくなり、約3倍の増幅率が上限ということになる。

エミッタに流す電流値やバイアスの電位など前提条件を変えてもっと最適な値を導き出せるかもしれないが、これはシミュレーション上の話で、素子の特性のばらつきや、電源電圧の変動、熱の影響など考慮しだすとかなり複雑な話になってくる。歪やノイズなどの性能が絡んでくるともはや始末に負えない（＠＠；

基本的にはたった1個のトランジスタと抵抗4本のエミッタ接地回路でも、きちんと設計するのはなかなか闇が深い世界です。

ブレッドボードでの実験もしていますが、また次回。

LTSpiceでデジタル回路のシミュレーション（メモ）

LTSpiceのmodelにDigitalというくくりがあるが使い方がよくわからないので少しだけ調べてみた。トランジスタ技術の2016年1月号に「バーチャル電子工房 LTspice使いこなし事典」という付録がついているが、Digital Modelについては記述がないようだ。



LTSpiceのHelp（[LTSpice(R)]-[Circuit Elements]-[A. Special Funcrions]）に、

These are Linear Technology Corporation's proprietary special function/mixed mode simulation devices. Most of these and their behavior are undocumented as they frequently change with each new set of models available for LTspice. However, here we document some of them because of their general interest.

という記述があって、本来はLinear Tecnologyのデバイスのために内部的に使う目的のコンポーネントlなのかもしれない。

Dフリップフロップ

シミュレーション回路図

過渡解析

クロックは1kHzの矩形波、D入力は500Hzの矩形波でクロックから0.2ms遅延させた。Qが出力でCLKの立ち上がり時に評価されてDの値が出力されている。Dフリップフロップに想定されている動作だ。

Dフリップフロップの上に表示されている

Vhigh=4.5V Vlow=0V Trise=5ns Tfall=5ns

という値は、74HCシリーズのDフリップフロップの74HC74（日立）のDATASHEETから拾ってきた値で、コンポーネント上で右クリックして現れる「Component Attribute Editor」の「Value」で指定した。

Visibleのところを2回クリックしてXマークを表示させると、回路図上に定義した値が表示される。

LTSpiceのHelpには以下の様なパラメータが記載されている。

シュミットトリガ

シュミットトリガのヒステリシスの値の与え方は、LTSpiceのHelpには載っていない。「ねがてぃぶろぐ」さんの記事を参考にして「Vh」で指定した。



シミュレーション回路図

過渡解析

Vtがスレッショルド値でVP(L→H)とVN（H→N）の中間値を指定するようだ。VhはVPとVNの差。

DATASHEETによると、VCC:4.5Vのとき標準値で

VP(L→H) | 2.7V
VN(H→L) | 1.6V
VH（ヒステリシス） | 1.1V

となっているのでシミュレーションできていると思う。

コンポーネント左下の端子

Digital Componentは左下に端子がついていて、説明がないので何かわからないが、電圧を印加すると出力に対するバイアスとして働くようだ。（ということはGND的な端子なのかなあ？）

シミュレーション回路図

過渡解析(V2=0V)

過渡解析（V2=1V）

Netlist

A1 IN V2 V2 V2 V2 OUT V2 V2 BUF Vhigh=4.5V
V1 IN 0 SINE(2.25V 2.25V 1k)
V2 V2 0 0V
.tran 1m
.backanno
.end

Netlistは上記の通りとなっている。左下の端子はデフォルト値を与えるってことなのか（＠＠？

電流を検知するパイロットランプ（OPAMPと抵抗だけで考える）

R2-RラダーDACの逆をすればADCになりそうだと思ってLTSpiceでシミュレーションしてみた。

ADCの場合はラダーではなく直列した抵抗の分圧でできそうだ。

回路図

I1が電流源でRshunt(1Ω)で電圧降下させU1の非反転増幅回路で約5倍に増幅し、Vmとして取り出している。Rloadは負荷で負荷の影響を確認するために10Ω～100Ωでステップ解析した。

Vrefはシャント・レギュレーターで2.5Vの定電圧源にしておいた。R7,R8,R9で分圧して、コンパレータとして使っているU2,U3,U4でVmと比較し、LEDのOn/Offを切り替えている。

DC解析

緑が計測する電流、青がVm。赤、水色、マゼンタがLEDにかかる電圧。450mA、200mA、20mAあたりで切り替わっている。

メモ：

アナログ回路用ということでノイズの少ないアナログ回路だけで構成してみたが、ノイズの影響が問題になる場合は外せばいいからマイコンで作ってもいいのか（＾ｑ＾；

OPAMPの入力電圧が負電源の電圧以下になった場合をLTSpiceでシミュレーションしてみた。

Google+の電子工作部でOPAMPのマイナス側の電源に間違えて（？）GNDを接続されている方がいたので、シミュレーションしてみた。

OPAMPの品種を変えてやってみると意外と面白い結果になったのでメモ

理想OPAMP

過渡解析

青：入力 緑：出力

OPAMPのモデルはLTSpiceのUniversalOpamp2。

想像どおり入力波形がGND（0.0V)以下だと出力されない。電源の下限がGNDまでなのでそれ以下は出力しようがない。

回路は2倍の非反転増幅回路にしてみた（ボルテージフォロアだとOPAMPにかかる負荷が高そうなで）。

入力は0.5V、0.6V、0.7V(p-p)のサイン波。この値はトランジスタのVbe付近で、特定の品種を指定するとシミュレーションでもおもしろい結果になる。

品種を特定

LTSpiceのOPAMP2を使って品種をいろいろ変えてみた。

LM358

青：入力 緑：出力

定番の単電源OPAMPだ。入力がプラス側の場合はGNDレベルから増幅できている。入力が-0.5Vでは出力がGNDで落ち着いているが-0.6V以下になると出力が反転してしまう。

LM358のDATASHEETを見ると入力電圧の下限は-0.3Vとなっていて、単電源OPAMPと言えども入力が（OPAMPの負電源に対して）負電圧になると危ない結果になるようだ。

NJM13404

これも単電源OPAMP。LM358に比べて両電源で使った場合のGND付近のスイッチング歪が改良されている。

-0.6VまでGNDに落ち着いている。反転した場合の出力電圧もLM358より高く、電源電圧付近まで上がっている。（いいのか悪いのかわからないが（＾ｑ＾；

NJM2732

フルスイングのOPAMP。電源電圧はMAX 6V。フルスイングだが、出力を見るとさすがに下限はGNDギリギリまではムリなようだ。

NJU7032

CMOSフルスイングのOPAMP。フルスイングとは言ってもDATASHEETでは「出力フルスイング」となっている。出力は完全におかしくて入力がGND（負電源レベル）では使えなさそうだ。

<追記:2016.07.07>

 NJU7032のモデル・データがそのままではOPAMP2のValueに指定して使えないようです。

</追記>

NJM4558

定番のOPAMP。出力の下限が1.0V付近まで上昇している。-0.7Vでは反転。

NJM4580

NJM4558の改良版だが、単電源で使うとGND付近ではどうしようもないクズのようだ（＾ｑ＾；

NJM5532

オーディオ製作系の定番のNE5532のセカンドソース。だがしかし、単電源では（ーー；　

あ、いやでも無駄に高い電圧を出力しないという意味では業務用としては正解なのか？

<追記:2016.07.07>

両電源で使って、入力電圧が電源電圧を超えた場合もシミュレーションしてみた。電源電圧は業務用でよく使われる±12Vにして、±15Vを入れてみた。

プラス側で反転するようだ。

</追記>

TL072

FET入力で入力インピーダンスが高いのでギター・エフェクタ界隈では定番のOPAMP。

あっさりしておる（＾ｑ＾；

OPA2134

オーディオ用途で困ったらこれという優秀なOPAMP。フルスイングOPAMPをうたってもいないのに、GNDレベルはずれてはいるものの入力が-0.5V付近まで下がってもなんとか持ちこたえている。恐ろしい子。


あくまでもシミュレーションだが、OPAMPの品種ごとに挙動がおかしい時の参考になるかもしれない。

LME49600を使ったヘッドホン・アンプをLTSpiceでシミュレーション

LME49600のDATASHEETのApplication Noteに載っているヘッドホン・アンプの回路をシミュレーションしてみた。

U1-Aは非反転増幅回路、U3はLME49600自身のバッファで全体として負帰還がかかっている。

U1-Bは負帰還の途中に入っていて意味がわからなかったが、DATASHEETの説明を読むと、出力のDCオフセットをキャンセルするサーボ回路らしい。R10とC5でLPF（fc=0.16Hz）を構成し、LME49600の出力とGNDを比較してU1-Aに負帰還をかけているようだ。

U1-Bの負帰還にはC5しか入っていないので直流の増幅率は無限大になる。（と思う（＾ｑ＾；

LME49600のLTSpiceのモデル

spiceモデルはTIのWebサイトから入手出来るが、そのままではLTSpiceのコンポーネントとして使えない。ググっても某知恵袋のいじわるな？回答ぐらいしか出てこない（＾ｑ＾；

少し調べてLME49600のシンボル（asy）ファイルを作ってみた。

LME49600.asy

Version 4
SymbolType CELL
LINE Normal -32 32 32 64
LINE Normal -32 96 32 64
LINE Normal -32 32 -32 96
LINE Normal 0 32 0 48
LINE Normal 0 96 0 80
LINE Normal 4 44 12 44
LINE Normal 8 40 8 48
LINE Normal 4 84 12 84
WINDOW 0 16 32 Left 2
WINDOW 3 16 96 Left 2
SYMATTR Value LME49600
SYMATTR Prefix X
SYMATTR Description LME49600 High-Performance, High-Fidelity, High-Current Headphone Buffer
SYMATTR ModelFile mylib\LME49600.lib
PIN -32 80 TOP 0
PINATTR PinName BW
PINATTR SpiceOrder 5
PIN -32 48 BOTTOM 0
PINATTR PinName In+
PINATTR SpiceOrder 2
PIN 0 32 NONE 0
PINATTR PinName V+
PINATTR SpiceOrder 3
PIN 0 96 NONE 0
PINATTR PinName V-
PINATTR SpiceOrder 4
PIN 32 64 NONE 0
PINATTR PinName OUT
PINATTR SpiceOrder 1

LME49600.asyをLTC\LTspiceIV\lib\sym以下のフォルダに置けば普通のコンポーネントの様に使えるようになる。

モデル・ファイルのLME49600.libをLTC\LTspiceIV\lib\sub\mylibに置いてい使っているが、他のフォルダに置くなら

SYMATTR ModelFile mylib\LME49600.lib

のパスの指定を変えれば使えると思う。

LME49600のシミュレーション

BWはVEE（V-）につなぐとBandWidthが大きくなるので、R1（Rbw）を、ステップ解析で1fΩと1MΩに切り替えて、V-につないだ場合とフロートにした場合のシミュレーションをしてみた。

AC解析

DATASHEETの特性グラフと似た感じなのでちゃんと使えてると思う。

Application Noteのヘッドホン・アンプのシミュレーション

電源系のデカップリングコンデンサは省略した。U2、U3のオペアンプはUniversalOpamp2。

過渡解析

V(n001):入力波形

入力はDCオフセットをプラス側に偏らせてみたが、出力はDC成分が除去されてGNDレベルを中心に振れている。ACカップリングしていないのに不思議なものだ。こういう回路を考えられるのはすごいなぁ。

AC解析

DC成分をカットするために低域（10Hz以下）が減衰している。

サーボ回路を外した場合もシミュレーションしてみた。

低域の減衰は見られず、増幅率も小さくなっている。

OPAMPを交換

アプリケーション・ノートはLME49720を使うようになっているが、Spiceモデルが見つからなかった。他のOPAMPでも大丈夫だと思うのでOPA2134とOPA2604でシミュレーションしてみた。

OPA2134

OPA2604

高域（と言っても100kHz以上）が多少変化している。

ステップ応答

ステップ応答も一応シミュレーション。

UniversalOpamp2

V(n001):入力

OPA2134

OPA2604

以前、実際にOPAMPのステップ応答を比較したときと傾向は似ている。

参考：「OPAMPのステップ応答の比較してみた」（GND→5Vのステップ波形で実験している）

メモ：

そろそろ何か作りたい気もするので、作ってみる方向で考えようか。

LME49600はバッファICとしては相当優秀なので出力にOPAMPの特徴が現れることを期待。

PCM2704の出力部として、サイズは気にせず据え置き型？オーディオグレードの電解コンデンサの買い置きを全然使ってないので消化したいという目論見もある（＾ｑ＾；

電池だとヘタりが早そうなので、いずれはAC100V電源を使うつもりでまずは電池駆動かな。